相干带宽，相干时间，码间干扰，均衡的一些概念与讨论
2010-12-01 13:52阅读：
相干带宽/时间：信道频率/时间相关函数首次衰落到某值时所对应的频率/时间的偏移量。
至于“某值”是多少，我至少见过3种：0.5，0.7，1/e（所以说是人为规定的）。信道频率相关函数是功率时延谱的傅立叶变换。
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相干带宽是描述时延扩展的：相干带宽是表征多径信道特性的一个重要参数，它是指某一特定的频率范围，在该频率范围内的任意两个频率分量都具有很强的幅度相关性，即在相干带宽范围内，多径信道具有恒定的增益和线性相位。通常，相干带宽近似等于最大多径时延的倒数。从频域看，如果相干带宽小于发送信道的带宽，则该信道特性会导致接收信号波形产生频率选择性衰落，即某些频率成分信号的幅值可以增强，而另外一些频率成分信号的幅值会被削弱。
定义相干带宽一般是用来划分平坦衰落信道和频率选择性衰落信道的量化参数。如果信道的最大多径时延扩展为Tm，那么信道的相干带宽Bc=1/Tm；
（1）若发射信号的射频带宽B<Bc，那么认为接收信号经历的是平坦衰落，此时接收信号的包络起伏变化，但是一般不存在码间串扰，其信号模型为r(t)=h(t)s(t)+n(t)，其中h(t)一般为瑞利分布的随机变量；
（2）若发射信号的射频带宽B>Bc，那么认为接收信号经历的是频率选择性衰落，此时除了接收信号的包络起伏变化，一般还存在码间串扰，其信号模型为r(t)=h(t-tao0)s(t-tao0)+h(t-tao1)s(t-tao1)+...+n(t)，其中tao0、tao1、...等为可分辨多径的时延，每个h(t-tao)一般为瑞利分布的随机变量。
如果信号带宽超过相干带宽，这会引起信号的剧烈衰落。
原因：以只有两个路径为例，发送相同的正弦波，由于路径不同，两路信号有延时差，这样，有相位差的两个正弦波叠加就有可能出现完全相互抵消的现象。而对于相同的延时，若换个频率的正弦波则可能不完全抵消。所以说频率不同叠加后的结果就不同。这就是频率选择性。
因为出现完全抵消的频率是周期性出现的，所以信号带宽不可大于抵消频率的周期，若大于，则一部分频率衰减很大，一部分则很小，这样，衰落就相当严重了！
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相干时间就是信道保持恒定的最大时间差范围，相干带宽类似，就是信道保持恒定的最大频率差范围。从分集的角度来理解这个概念比较形象：时间分集要求两次发射的时间要大于信道的相干时间，即如果发射时间小于信道的相干时间，则两次发射的信号会经历相同的衰落，分集抗衰落的作用就不存在了，相干带宽可以从频率分集来理解。
定义相干时间一般是用来划分时间非选择性衰落信道和时间选择性衰落信道，或叫慢衰落信道和快衰落信道的量化参数。如果信道的最大多普勒频移为fm，那么信道的相干时间Tc=0.423/fm。若发射信号的符号周期T<Tc，那么认为接收信号经历的是慢衰落，即h(t)在若干个符号间隔内保持不变；若发射信号的符号周期T>Tc，那么认为接收信号经历的是快衰落，即h(t)的变化速度快与符号速率，此时如果对信道进行比较精确的估计或是均衡都是十分困难的。
相干时间的物理意义可以理解为：对于某一条链路，在两个时间点观察，只要两个时间点的间隔超过相干时间，那就可以得到两个独立的信道系数
相干带宽可以用类似的方法理解
超过相干带宽/时间，可以认为两个信道参数相关性较小，但绝不是独立的。
相关时间是用来表征信道变化的快慢的！这个是理解的重点！相关时间越短，说明信道的特性变化得很快。实际环境中，移动台移动越快，则它的信道就变化得快，所以越快相关时间越短。
相关带宽是用来表征信道的多径情况的，和相关时间完全没有关系的。它是由时延扩展推导出来的。相关带宽表示相隔相关带宽宽度的频率的单频正弦波在信道平均时延的影响下会相互抵消，造成信号衰落。这个不懂怎么解释，表达烂，具体看通原的随参信道特性对信号传输的影响那一小节。
举个例子
当移动台静止不动，同时周围物体亦不动的情况下，这时信道的特性是不变的，就是说此时是恒参信道，因为信道没有变化，这时相关时间肯定是无穷大了。但是，相关带宽是仍然存在，因为存在多径。
再来假设只有一个路径，而不是多径，这时不存在时延扩展问题，就没有相关带宽，或者说相关带宽无穷大。但是如果移动台是移动的话，这时虽然是只有一条路径，但是信道特性是变化的，是随参信道，这样就存在相关时间，用来衡量这唯一的一条路径的特性的变化快慢。
所以，相关时间和相关带宽是分别从时间和空间两个角度来衡量无线信道的，是没有关系的两个概念。
应该说频率选择性和时间选择性是信道的固有属性，相干带宽/时间是一个人为确定的量，能够反映信道是频选和时选特性。
还是要在统计上，从频率自相关函数的方面去理解：信道在不同频点有不同的衰落的特性。给定两个频点，都能从统计上估计这两个频率分量的衰落相关性。往往这个相关性是频带间隔的函数，所以可以用频率自相关函数来表征。而相干带宽则意味着在这样一个频带内的各频点之间衰落相关性都比较高，所以相干带宽是信道的一个统计学参数。
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码间干扰：
问1： 请教各位，许多文献都讲到多径信道会引起码间干扰，但都不详细。
我想问一下由于多径引起的码间干扰与在基带传输由于带宽限制引起的码间干扰有何不同，还是完全一样？
在基带中带宽限制造成信号频谱变窄，从而时域信号变宽，对相邻的信号造成干扰。
在多径信道中，所谓的码间干扰是一径中的相邻码的干扰还是多条路径由于时延不同对其他路径的码造成了干扰？
能具体解释一下吗？或者有这方面的资料提供一下，谢谢
答：
一个是因为信道时延扩展与系统带宽可以比拟，另一个是因为有些滤波器的存在破坏了码字间的正交性。你对山谷吼说一句话，别人听到的后一个字很有可能会被前一个字的回音重叠，从而听不清后一个字。如果你只吼一声，记录下回音的次数，大小，这就叫信道测量。
个人认为可以这么理解，本质在于时延扩展与码片时间是可以比拟的，如果时延扩展
远小于码片时间，信道退化成平坦信道，就不存在码字间的干扰了（或者说可以忽略不计）。
问2：通常我们认为在多径时延大于符号周期时存在码间干扰，此时信道建模为频率选择性衰落信道，在接收端首先要做均衡处理，那么在多径时延小于符号周期的情况下，码间干扰究竟如何？按理说只要多径间相互有时延，就有码间干扰，这个量究竟如何衡量？在这种情况下是否就不需要均衡处理？
答：均衡主要是为了解决多径传播引起的码间干扰（实质表现为信号发生严重畸变），当多径的延时非常小（比如小于码元宽度的1/10），那么多径传播不会造成明显的信号畸变，而只会引起信号的随机衰落。因此，是不需要作均衡的。相应，应该考虑抗衰落技术。
码间干扰是相邻码元对当前码元产生的干扰，但码间干扰是可以有很多因素带来的，比如发射滤波器，比如射频线性度，还有很重要的就是多径扩展，而且多径扩展会带来很严重的ISI。
OFDM系统的CP就是为了防止前一个符号的多径信号扩展到下一个符号，自然是为了ISI的考虑，如果单纯增加符号宽度而不加CP的话，码间干扰是无法消除的。
至于CDMA的例子，我只是想说明小于符号间隔的多径扩展也会带来ISI，RAKE理论确实与ISI是无关的。另外，现在的CDMA系统由于扩频比越来越小，调制系数越来越大，靠扩频码已经不能抑制多径带来的ISI了，这时chip均衡就发挥了作用，这同样是小于符号间隔的多径扩展带来ISI影响的例子
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均衡是指对信道特性的均衡，即接收端的均衡器产生与信道相反的特性，用来抵消信道的时变多径传播特性引起的码间干扰。
换句话说，通过均衡器消除信道的频率和时间的选择性。
均衡有两个基本途径：一为频域均衡，它使包括均衡器在内的整个系统的总传输函数满足无失真传输的条件。它往往是分别校正幅频特性和群时延特性，序列均衡通常采用这种频域均衡法。二为时域均衡，就是直接从时间响应考虑，使包括均衡器在内的整个系统的冲激响应满足无码间串扰的条件。
关于码间串扰的定义以及和信道深衰落的关系
问1：
一直搞不明白码间串扰是怎么回事。书上写的太晦涩了，理解的不深。还有资料上说信道频谱存在深衰落点的时候，会引起码间干扰，为什么会引起呢。。。不懂。哪位通信达人给解答一下，先谢谢了~~
问2：多径会造成频率选择性衰落，而时间弥散会造成ISI。而多径是产生时间弥散的原因。
因此：ISI和频率选择性衰落是不是就是一回事啊？只不过ISI是从微观角度说明干扰，而频率选择性衰落是从宏观角度看整体的衰落情况啊？
或者说ISI是从时间轴上看，而频率选择性衰落是从频率轴上说的呢？
我理解的对吗？大家讨论下！期待正解！
答：
要理解码间串扰,首先就要对数字信号的传输模型有一定的掌握.其实我们现在任何数字信号的传输都存在码间串扰,但是为什么对生活没影响呢?是因为,数字信号,我们只需要在接收端识别出信号抽样点的值就可以了,那么,只要两数字信号的串扰不在抽样点上,或者在抽样点上,但是串扰叠加为零...理解这个后,下面就可以解释码间串扰了...码间串扰就是前后码元,由于信道中噪声的影响,造成前一码元的拖尾过长,与后一码元发生混叠,使得在接收端无法识别各个数字信号,把这称为码间串扰...大概意思是这样的,具体请参看樊昌信的通信原理第6版,讲得很详细!
