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解决反激漏感的几种应用及零漏感变压器的实现

2016-12-30 13:55阅读：

http://blog.sina.cn/dpool/blog/u/2121707311

​对于反激电路多数情况下是希望漏感越小越好，偶然发现一个电路可以将漏感的能量传递到次级同时还保持着反激电路简单、低成本的特性，并且通过略微调整可以得到几种不同的应用。对于软开关类的电路漏感又是有益的，一般漏感都是由工艺决定的，是否可以将漏感设计出来而非生产出来？如果能实现“零”漏感的变压器这个想法估计就可以实现。
这个电路的想法是源自于下面两种电路，
解决反激漏感的几种应用及零漏感变压器的实现
​图1中(a)是无损吸收电路是将漏感的能量返回到输入端，这种电路如果参数不合适的话会有较大的无功损耗可能不适用于宽范围的场合。(b)电路是一个网友剖析的一个电路输出功率有1000多瓦，这个电路的缺点是输出功率全部需通过电容Cm来传递类似于Cuk、Speic类电路。综合电路(a)和(b)的特点就有了一个可以解决漏感问题的简单而又低成本的反激电路。
图1中(a)的后半部分加(b)的前半部分就构成了这种电路见下图
解决反激漏感的几种应用及零漏感变压器的实现
​图2中的两个电路是一样的
只是形式不同，如果去掉电容Cm电路的左侧就如同一个带去磁绕组的正激变压器初级侧，同样这里的线圈n1、n3也要采用双线并绕，如果两线圈耦合的好二极管D1是可以省掉的，如果耦合的不好就会产生图1中(a)的效果会有一部分无功损耗。
这个貌不惊人的电路其仿真结果却相当的理想，通过改变漏感Lk和电容Cm的参数还能得到几种不同的应用。限于水平也可能分析的不对，希望各位行家也能一起探讨下。
网友xd285070:
1，220v的单电压输入就需要800v或者900耐压的管子，2，这里存在复位电压和最大占空比的纠结关系,不适合宽电压输入。
3，功率稍微大点的反激电流峰值，有效值本来就大，加上900v的管子，效率可能会低许多。
4，900v的管子不便宜，变压器窗口面积减小了，在一定功率范围成本极大可能的会曾加而不是减低。
楼主：
这位兄台可能多虑了，这个电路的初级只是貌似正激其后接的是反激变压器，电路复位的是漏感Lk而非电感Lm，Lm可认为是由负载复位。
这个电路可能600V的MOS管都用不到，可以看一下我的仿真顺便帮忙分析下。
仿一个12V输出60W的反激电源，参数如下图
解决反激漏感的几种应用及零漏感变压器的实现
​假设初级线圈耦合的比较好可以去掉原D1二极管，因漏感和电容会发生震荡所以把D1串入到输入端只为方便观察波形。在有的应用中反而要加大这个LC震荡，比如QR模式的软开关。
输入为低压113V时的波形如下：
解决反激漏感的几种应用及零漏感变压器的实现
​在上图中漏感电流是断续的，电容Cm的最大电压200V左右，MOS管的Vds电压321V左右。
这个应用中电容Cm只是用来吸收漏感能量并在下个开关周期将漏感能量传递到次级，适当的增加Cm的容量会得到更好的效果。
解决反激漏感的几种应用及零漏感变压器的实现
​当电容Cm增大后对漏感的吸收也变强了，此时漏感可以设计的大一些，上图3-2中可以看到漏感的电流已经为连续模式了（可去掉二极管D1），漏感电流亦既输入电流，输入电流连续可以提升电源的性能如果用于功率因数校正可以实现连续模式的反激PFC功能。图中电容Cm的电压钳位在输入电压（113V）左右，MOS管的Vds电压215V左右为输入电压 反射电压（100V左右）之和，由此可推断在高压输入300V时MOS管的Vds电压为300 100=400V左右，MOS管可以选用低电压型号的，电容Cm容量大了成本也会高这个可能需要权衡一下。
先就自己的理解去分析下这个电路的原理，首先分析图3输入串二极管的电路。
解决反激漏感的几种应用及零漏感变压器的实现
​图4-1-1中的(b)是开关导通时的等效电路，工作模式分两个阶段：
开关导通初期阶段，电容Cm上的电压高于输入电压所以先由Cm驱动电感Lm，当Cm的电压≤输入电压时这一阶段结束，电容Cm上只存储漏感的能量所以这一阶段时间很短。
开关导通后期阶段，漏感Lk和电感Lm串联由输入电压驱动同时电容Cm和电感Lm会发生轻微震荡（某些情况是靠这个震荡把漏感能量传递到次级）。
解决反激漏感的几种应用及零漏感变压器的实现
​见图4-1-2中的(b)等效电路，在开关关断期间输入和输出可视为两个独立的电路，输入侧漏感Lk的能量被电容Cm吸收，输出侧电感Lm对负载释放能量。
由上面两个过程分析可知，在开关Toff期间电容Cm只存储漏感的能量，在开关Ton期间电容Cm只释放所存储的漏感能量并将其传递到输出侧，除此之外同普通的反激没什么区别。一般设计反激电路时会为漏感预设160V左右的余量，当用这个电路后这个160V可以忽略了（根据Cm的大小范围在0-160V之间）可用低耐压的MOS管同时漏感能量传递到次级整体效率会提升不少。
何仙公：
感觉CM这么大，会吃掉许多功耗
楼主：
电容Cm小纹波大、电容Cm大纹波小处理的功率应当是相同的，从原理分析貌似只是处理漏感的能量何以见得会吃很多功耗？
其次反激变压器在连续模式下其输出二极管有反向恢复问题，见下图
解决反激漏感的几种应用及零漏感变压器的实现
​反向恢复问题可等效的看作是在MOS管旁并联了一个大电容造成开启瞬间出现一个电流尖峰，根据反激开关电源的工作机理增大漏感可以抑制这个电流尖峰，见图4-2-2
解决反激漏感的几种应用及零漏感变压器的实现
​在以往情况下增加漏感意味着损耗增大效率降低，漏感小又有反向恢复问题效率也会降低只能折中选取一个漏感。当采用这种新拓扑的话问题就容易解决了，可以增大漏感又不影响效率。
在前面图2中初级线圈n1、n3是采用双线并绕，在这个应用中不采用并绕的方式或者是额外引入漏感使n1、n3线圈都寄生有漏感，电路如下
解决反激漏感的几种应用及零漏感变压器的实现
​仿真结果如下：
解决反激漏感的几种应用及零漏感变压器的实现
​从图4-2-4中可以看出增加的漏感Lkn3很好的抑制了电流尖峰，不过漏感Lkn3上的能量只能传递回电源形成无功功率，好在这部分能量不大无功损耗也就更小了。
Dxsmail：
感觉效率应该会上升1-2%。如果可以上升的话。这个电路就会不错了。。。
主要是MOS管和输出肖特基的尖峰不会太高。这个就无形中，可以降低耐压，可以采用耐压低的MOS管和VF更低的肖特基了。
Nc965:
这个电路早已有之，叫辅助绕组钳位反激，很多论文，但提高效率有限。
楼主：
多谢指教！不知版主所说的辅助绕组钳位反激全名是不是叫“反激变换器绕组钳位电路的设计与分析”http://www.docin.com/p-411771921.html
如果是的话那么就不需要上电实验了有人已经验证过了。那篇文章中所介绍的电路与这里的电路非常的相似，那个电路中的优点也是这个电路里的优点，也验证了之前的理论和仿真结果，但这个电路有个重要的优点是那个电路所不具备的，见下面两个电路的对比。
解决反激漏感的几种应用及零漏感变压器的实现
​
两个电路区别就在于二极管的接法略有不同，(b)这个电路可以达到更高的效率而且可以实现软开关。
Xd285070:
像我就比较相信自己动手的实验波形和数据，因为这个假不到的，真实存在的。对于你的观点有以下不同1，那个吸收电容2端电压几乎就是直流，大小基本等于VIN（变比1：1）
2，这个电路不能减低CCM时次级二极管的尖峰，或者说可能比RCD吸收的更大！
3，需要考虑最大占空比限制
4，要实现zvs开通，好像不太容易
话说得比较有自信，当然希望楼主通过实物证明我上面说的是错的！比如做个单电压24v 150w之类的
楼主：
1 吸收电容两端的电压同RCD电容两端的情况一样，容值取的大纹波小（平直）容值取的小纹波大，可参阅图3-1。
2 不能降低次级的二极管尖峰是指电流尖峰还是电压尖峰？何以见得？
3 这个电路我认为跟普通反激没什么区别，占空比也是一样，占空比大了之后同样也要考虑右平面零点问题。
4 实现ZVS好像不难只是不实用，这里是想借鉴反激的QR模式。
让我做一个实物有点难度，基本要从零开始了不知何年才能做好，这几天拆了几个电源可惜没有一个初级是采用多股并绕的不然。。。
阁下如果有兴趣可以做一个，重新绕个变压器即可。（30层）
未完待续。。。。。
期待小编的更新哦！！！
原文链接：http://bbs.21dianyuan.com/thread-239880-1-1.html






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